在OFDM调制波发送装置中,符号映射电路、S/P转换器从发送数据生成OFDM符号信号。IFFT、P/S转换以及GI附加电路、定时调整电路、D/A转换器、变频器、本地振荡器、模拟滤波器从OFDM符号信号生成OFDM调制波信号。PA控制电路限制OFDM符号信号的频带并生成电源控制信号和PA控制信号。PA将由DC/DC转换器供应的电压作为电源电压,并基于PA控制信号放大并输出OFDM调制波信号。
1.一种OFDM调制波发送装置,包括:OFDM符号信号生成电路,其从发送数据生成OFDM符号信号;OFDM信号生成电路,其从所述OFDM符号信号生成位于载波带的OFDM调制波信号;控制电路,其从所述OFDM符号信号生成电源控制信号和PA控制信号;转换器,其基于由所述控制电路生成的电源控制信号来控制电源的输出电压;以及放大器,其基于由所述转换器控制的输出电压和由所述控制电路生成的PA控制信号中的至少一者,将由所述OFDM信号生成电路生成的OFDM调制波信号放大后输出。
2.根据权利要求1所述的OFDM调制波发送装置,其中,所述控制电路还包括滤波器,所述滤波器限制所述电源控制信号和所述PA控制信号的频带。
3.根据权利要求1或2所述的OFDM调制波发送装置,其中,所述OFDM符号信号生成电路生成成为防止发生非线性失真的子载波配置的OFDM符号信号。
4.根据权利要求1所述的OFDM调制波发送装置,其中,所述控制电路从所述OFDM符号信号的一部分生成所述电源控制信号和所述PA控制信号。
5.根据权利要求4所述的OFDM调制波发送装置,其中,所述控制电路包括快速傅里叶逆变换器,所述快速傅里叶逆变换器在对一部分子载波的符号信息进行快速傅里叶逆变换时,将发生0的乘法运算的计算路径旁路掉。
6.根据权利要求1所述的OFDM调制波发送装置,其中,所述OFDM信号生成电路从所述OFDM符号信号生成OFDM基带信号,并从该OFDM基带信号生成OFDM调制波信号,所述控制电路从所述OFDM基带信号生成所述电源控制信号和所述PA控制信号。
7.根据权利要求6所述的OFDM调制波发送装置,其中,所述控制电路还包括滤波器,所述滤波器限制所述电源控制信号和PA控制信号的频带。
8.根据权利要求1所述的OFDM调制波发送装置,其中,所述控制电路基于所述OFDM调制波信号是否在能够追随的频带内来从所述OFDM符号信号生成所述电源控制信号和所述PA控制信号,所述控制电路在所述OFDM符号信号在不能追随的频带外的情况下,使由所述转换器进行的电源的输出电压的控制无效,并生成使得电源输出预先设定的输出电压的功率控制信号。
9.一种OFDM调制波发送方法,其中,从发送数据生成OFDM符号信号;从所述OFDM符号信号生成位于载波带的OFDM调制波信号;从所述OFDM符号信号生成电源控制信号和PA控制信号;基于所述电源控制信号控制电源的输出电压;以及基于被控制的所述输出电压和所述PA控制信号中的至少一者来将所述OFDM调制波信号放大后输出。技术领域
本发明特别地涉及内置有发送功率放大器的OFDM调制波发送装置、OFDM调制波发送方法、以及程序。
背景技术
OFDM(Orthogonalxa0Frequencyxa0Divisionxa0Multiplex,正交频分复用)方式使用多个窄带子载波,并对各个窄带子载波进行调制来传递信号。因此,在OFDM方式中,频谱整体上接近方形,频率利用效率高。另外,在OFDM方式中,与单载波相比能够加长符号长度,因此具有抗延迟波的特性。而且,OFDM方式通过附加保护间隔,能够很好地适应多路径环境中。另外,在使用了OFDM方式的OFDMA(Orthogonalxa0Frequencyxa0Divisionxa0Multiplexa0Access,正交频分多址)方式中,通过对多个信息传输目的地分配子载波,能够同时向多个对象传递信息。在作为日本的地面数字电视广播方式的ISDB-T方式(Integratedxa0Servicesxa0Digitalxa0Broadcasting-Terrestrial,综合业务数字广播-地面传输)中采用了BST-OFDM(Bandxa0Segmentedxa0Transmission-OFDM,频带分段传输正交频分复用)方式。BST-OFDM方式通过将OFDM方式中的子载波分为被称为段的组,根据每种用途分配段,能够根据用途选择更合适的设定(无线调制方式、发送功率等)。而且,在3GPP(Thirdxa0Generationxa0Partnershipxa0Project,第三代合作伙伴项目)中规定的的LTE(Longxa0Termxa0Evolution,长期演进)系统中,在从基站到移动台站的下行链路中采用了OFDMA方式,在从移动台站到基站的上行链路中采用了基于DFT-Spread(Discretexa0Fourierxa0Transform-Spread,离散傅里叶变换-扩展)OFDM的SC-FDMA(Singlexa0Carrier-Frequencyxa0Divisionxa0Multiplexa0Access,单载波频分多址)方式。基于DFT-Spreadxa0OFDM的SC-FDMA方式是指对要发送的符号序列的时间波形进行离散傅里叶变换(DFT)后再作为OFDM方式的输入。将被输入OFDM的作为DFT输出的要发送的符号序列时间波形的各频率成分在子载波映射中被分配给预先由基站指示的子载波。根据需要设定被分配的子载波的数目,并不限于全部的子载波都被分配。OFDM方式是由多个子载波构成的多载波传输,其输出的OFDM信号在各子载波的峰值重叠的情况下具有大的峰值功率。图6中示出基带中的OFDM信号波形的例子。在这样的OFDM信号被输入到非线性功率放大器的情况下,引起传输特性的下降、带外辐射增大等不优选的特性下降。因此,在OFDM调制波发送装置中需要非线性失真小的功率放大器。通常,在以相同输出功率进行比较情况下,饱和输出功率越大的放大器非线性失真越小。但是,这样的放大器在非线性失真不是问题的小信号时所消耗的功率变大,因此,在功率效率的方面来说,不是优选的。因此需要能够不降低功率效率并能够改善非线性失真的措施。作为OFDM中的非线性失真的措施,在专利文献1中提出了峰值功率发生时线性改善方式。该峰值功率发生时线性改善方式在产生大的峰值功率时,暂时地向功率放大器施加高电压或者大电流来改善线性。该方式能够在不超过大功率放大器的部件的最大额定值的范围内、并且在不对可靠性产生坏影响的范围内改善OFDM信号的传输特性、带外辐射特性。现有技术文献专利文献专利文献1:日本国日本专利文献特开2001-292034号公报。
发明内容
发明所要解决的问题但是,在上述的专利文献1涉及的峰值功率发生时线性改善方式中,存在以下的问题。第一个问题是电路规模变大。其原因是:由于将通过数字信号处理生成的OFDM信号暂且转换成模拟信号后,再次进行模拟/数字(A/D)转换来用于控制,因此,需要追加设置A/D转换电路。第二个问题是电路抗周围的噪声或干扰的能力弱。其原因是:由于将通过数字信号处理生成的OFDM信号转换成模拟信号后,再次进行模拟/数字(A/D)转换来用于控制,因此需要使用比数字电路抗噪声能力弱的模拟电路。特别是,发送器的输出是大功率的情况较多,因此需要采取措施使得该输出不会引起干扰。因此,优选的是,通过数字信号处理生成的OFDM信号以维持数字信号的状态被处理。第三个问题是以维持OFDM信号为数字信号的状态进行信号处理的情况下消耗功率大。其原因是:大量使用数字运算而引起消耗功率的增加。特别是,在子载波的使用状况不均匀的方式中,如在BST-ODFM方式、基于DFT-Spreadxa0OFDM的SC-FDMA方式中,存在无法改善功率效率的问题。其原因是:在子载波的使用状况不均匀的情况下,无法识别各子载波的使用状况,从而无法通过针对各个子载波的使用状况进行处理来减少消耗功率。第四个问题是由于上述的电路规模的增大,针对噪声或干扰的措施,消耗功率的增加导致成本增加。本发明是考虑上述的情况而所作出的,其目的在于提供能够减小电路规模、能够增强抗周围噪声或干扰的能力、能够减少消耗功率、能够实现低成本化的OFDM调制波发送装置、OFDM调制波发送方法、以及其程序。用于解决问题的手段为了解决上述问题,本发明的OFDM调制波发送装置包括:OFDM符号信号生成电路,其从发送数据生成OFDM符号信号;OFDM信号生成电路,其从所述OFDM符号信号生成OFDM调制波信号;控制电路,其从所述OFDM符号信号生成电源控制信号和PA控制信号;转换器,其基于由所述控制电路生成的电源控制信号来控制电源的输出电压;以及放大器,其基于由所述转换器控制的输出电压和由所述控制电路生成的PA控制信号中的至少一者,放大并输出由所述OFDM信号生成电路生成的OFDM调制波信号。另外,本发明的OFDM调制波发送方法包括:从发送数据生成OFDM符号信号的第一步骤;从所述OFDM符号信号生成OFDM调制波信号的第二步骤;从所述OFDM符号信号生成电源控制信号和PA控制信号的第三步骤;基于所述电源控制信号控制电源的输出电压的第四步骤;以及基于被控制的所述输出电压和所述PA控制信号中的至少一者来放大并输出所述OFDM调制波信号的第五步骤。另外,本发明的OFDM调制波发送程序使控制OFDM调制波发送装置的计算机实现以下功能:OFDM符号信号生成功能,其从发送数据生成OFDM符号信号OFDM信号生成功能,其从所述OFDM符号信号生成OFDM调制波信号;控制功能,其从所述OFDM符号信号生成电源控制信号和PA控制信号;转换功能,其基于所述电源控制信号控制电源的输出电压;以及放大功能,其基于被控制的所述输出电压和所述PA控制信号中的至少一者来放大并输出所述OFDM调制波信号。发明效果根据本发明,通过使为了改善放大器的功率效率和非线性失真而被附加的电路为数字电路,提高抗噪声、干扰特性,并且限定数字运算,能够削减运算量以及运算所需的电路规模,并因此能够削减消耗的功率。
附图说明
图1是示出本发明的第一实施方式涉及的OFDM调制波发送装置的框图;图2是示出本发明的第一实施方式涉及的变形例的框图;图3是示出本发明的第二实施方式涉及的OFDM调制波发送装置的框图;图4是示出本发明的第三实施方式涉及的OFDM调制波发送装置的框图;图5是示出本发明的第四实施方式涉及的OFDM调制波发送装置的框图;图6是示出OFDM调制波发送装置中的OFDM基带信号波形的概念图。
具体实施方式
实施例1以下参照附图说明本发明的实施方式。<第一实施方式>图1是示出本发明的第一实施方式涉及的OFDM调制波发送装置的框图。在图中,OFDM调制波发送装置100包括符号映射电路(Symbolxa0Mapper)101、S/P(串行/并行)转换器102、IFFT(快速傅里叶逆变换器)103、P/S(并行/串行)转换以及保护间隔(GI)附加电路104、定时调整电路(Timing,定时)106、D/A(数字/模拟)转换器107、变频器(Mixer,混频器)108、本地振荡器(LOxa0OSC)109、模拟滤波器(BPF)110、PA(功率放大器)111、PA控制电路(控制电路)(CONT)114、电源(PS)115、以及DC/DC转换器(DC/DC)116。此外,本实施方式中的OFDM调制波发送装置通过符号映射电路101、以及S/P转换器102构成OFDM符号信号生成电路,通过IFFTxa0103、P/S转换以及GI附加电路104、定时调整电路106、D/A转换器107、变频器108、本地振荡器109、模拟滤波器110构成OFDM信号生成电路。PA控制电路(控制电路)114包括IFFT(快速傅里叶逆变换器)112、P/S转换以及GI附加电路113、数字滤波器(BPF)121、实数成分提取电路(Real,实数)122、振幅检测电路(Amplitudexa0Detector)123、控制信号转换电路(Comparator&Table,比较器&转换表)124、定时调整电路(Timing,定时)125以及126。符号映射电路101输入包含发送数据的比特序列,并向S/P转换器102输出OFDM的每个子载波的符号。各个符号与相位平面上的振幅和相位的组合一对一对应。S/P转换器102输入OFDM的每个子载波的符号,向IFFTxa0103以及112输出并行转换输出。IFFTxa0103输入被并行转换后的OFDM的每个子载波的符号,进行快速傅里叶逆变换并输出。P/S转换以及GI附加电路104输入来自IFFTxa0103的快速傅里叶逆变换输出,输出作为复数的复数数字基带信号。定时调整电路106输入复数数字基带信号,延迟预先确定的时间之后输出。D/A转换器107输入作为定时调整电路106的输出的复数数字基带信号,输出具有同相信号(I信号)和正交信号(Q信号)的复数模拟基带信号。变频器108输入复数模拟基带信号和作为本地振荡器(localxa0oscillator)109的输出的本地振荡信号,生成载波带(carrier-band)OFDM信号。模拟滤波器110输入来自变频器108的载波带OFDM信号,去除不需要的波并输出给PAxa0111。另一方面,来自S/P转换器102的并行转换输出被输入到PA控制电路114的IFFTxa0112中。IFFTxa0112输入并行转换输出,进行快速傅里叶逆变换并输出PA控制用复数时间波形数据。P/S转换以及GI附加电路113输入来自IFFTxa0112的快速傅里叶逆变换输出,输出作为复数的PA控制用复数数字基带信号。数字滤波器121输入PA控制用复数数字基带信号,去除不需要的频带成分并输出。实数成分提取电路122输入作为数字滤波器121的输出的PA控制用复数数字基带信号,输出作为其实数成分的PA控制用实数数字基带信号。振幅检测电路123输入PA控制用实数数字基带信号输出振幅信号。控制信号转换电路124输入振幅信号,生成电源控制信号、以及PA控制信号并输出。定时调整电路125输入电源控制信号,将其延迟预先确定的时间之后输出。定时调整电路126输入PA控制信号,将其延迟预先确定的时间之后输出。DC/DC转换器116输入来自定时调整电路125的电源控制信号,并基于该电源控制信号,转换由电源115供应的电力的电压,在电压转换后向PAxa0111输出电力。PAxa0111输入来自模拟滤波器110的载波带OFDM信号、来自定时调整电路126的PA控制信号、以及来自DC/DC转换器116的电压转换后的电力,输出被放大的载波带OFDM信号。接着,说明第一实施方式的动作。被输入到OFDM调制波发送装置100的包含发送数据的比特序列被输入到符号映射电路101。在OFDM中,对多个子载波分别进行数字调制来进行数据传输。数字调制将数据与相位平面上的离散的位置(符号点)对应起来进行传输。例如,若为QPSK调制方式,则四个符号点被定义且被识别,因此,用1个符号传输2比特的信息。同样地,若为64QAM调制方式,则定义了64个符号点,因此,用1个符号传输6比特的信息。将要传输的数据与这些符号点、即与这些与符号点对应的相位平面上的离散的位置坐标对应起来的过程称为映射。符号映射电路101将包含输入的发送数据的比特序列分配到子载波,并进一步映射到每个子载波的符号点并输出。因此,在符号映射电路101的输出中包含子载波频率、与各个子载波对应起来的符号点信息。关于符号点信息,在极坐标形式的情况下被作为离散的振幅、以及相位给出,在直角坐标形式的情况下被作为离散的同相成分、以及正交成分的坐标值给出。将单个符号点信息称为复数符号。这里,以直角坐标形式的情况为例,用下式(1)来定义调制第n个子载波的复数符号d_n。另外,j表示虚数单位。[数学式1]d_n=a_n+jb_n(n=0,...,N-1)...............(1)作为时间序列数据的符号映射电路101的输出由S/P转换器102转换成能够被IFFTxa0103进行快速傅里叶逆变换的并行数据。这里对复数符号d_n执行从串行到并行的转换。这也是与快速傅里叶逆变换有关的子载波的分配。被并行转换并且被分配给OFDM的各子载波的复数符号d_n在IFFT103中被进行快速傅里叶逆变换,并被输出为作为并行数据的复数时间波形数据u{k/(Nf₀)},(k=0、1、2、...、N-1)。复数时间波形数据u{k/(Nf₀)}用下式(2)表示。[数学式2] u ( k Nf 0 ) = Σ n = 0 N - 1 d n ( e j 2 π N ) nk · · · · · · ( 2 ) ]]>(k=0,1,2,...,N-1)作为IFFTxa0103的输出的并行复数时间波形数据u{k/(Nf₀)}在P/S转换以及GI附加电路104中被附加保护间隔数据,而且,被转换为串行时间序列数据,并被输出为作为复数的复数数字基带信号。数学式(2)中的区间k=0~N-1为OFDM中的一个符号的时间长度,并将其称为OFDM符号。保护间隔是为了防止延迟波的干扰而在OFDM符号之间设置的时间间隙,通常被设置在OFDM符号的开头,并用相等的时间长度的OFDM符号末尾波形来填补。复数数字基带信号在定时调整电路106中被延迟预先确定的时间之后被输出。PA控制电路114控制PAxa0111。另一方面,输入到PAxa0111的载波带OFDM信号需要在PAxa0111的控制设定完成之后被输入,在定时调整电路106中的延迟仅仅补偿PA控制电路114的延迟时间。D/A转换器107输入作为定时调整电路106的输出的复数数字基带信号,输出由下式(3)、(4)表示的具有同相信号(I信号)S_I(t)和正交信号(Q信号)S_Q(t)的作为模拟波形的复数模拟基带信号。[数学式3] s I ( t ) = Σ n = 0 N - 1 { a n cos ( 2 πn f 0 t ) - b n sin ( 2 πn f 0 t ) } · · · · · · ( 3 ) ]]>[数学式4] s Q ( t ) = Σ n = 0 N - 1 { a n sin ( 2 πn f 0 t ) + b n cos ( 2 πn f 0 t ) } · · · · · · ( 4 ) ]]>复数模拟基带信号的同相信号(I信号)S_I(t)和正交信号(Q信号)S_Q(t)在变频器108中被与本地振荡器109的输出、即与载波相当的本地振荡信号混合,镜像成分(imagexa0component)被去除,从而被转换为由下式(5)表示的载波带OFDM信号S(t)。[数学式5] s ( t ) = Σ n = 0 N - 1 [ a n cos { 2 π ( f c + n f 0 ) t } - b n sin { 2 π ( f c + n f 0 ) t } ] · · · · · · ( 5 ) ]]>来自变频器108的载波带OFDM信号在模拟滤波器110中被去除不需要的波之后,被输出给PAxa0111。另一方面,经S/P转换器102并行转换后的OFDM的每个子载波的符号点信息也被输入给PA控制电路114。假设输入给PA控制电路114的复数符号为c_n(n=0、...、N-1)。被输入给PA控制电路114的S/P转换器102的并行转换输出在IFFT112中被进行快速傅里叶逆变换,输出为由下式(6)表示的作为并行数据的PA控制用复数时间波形数据v{k/(Nf₀)},(k=0、1、2、...、N-1)。[数学式6] v ( k N f 0 ) = Σ n = 0 N - 1 c n ( e j 2 π N ) nk · · · · · · ( 6 ) ]]>(k=0,1,2,...,N-1)这里,复数符号c_n与复数符号d_n对应,PA控制用复数时间波形数据v{k/(Nf₀)}与复数时间波形数据u{k/(Nf₀)}对应,数据数目是相同的。但是,PA控制不需要如信号生成那样的运算精度。因此,通过将c_n和v{k/(Nf₀)}分别与d_n和u{k/(Nf₀)}相比降低运算有效位数,能够降低运算电路的规模或者运算处理量,其结果是能够实现运算的高速化、消耗功率的减少、低成本化。作为IFFTxa0112的输出的PA控制用复数时间波形数据v{k/(Nf₀)}在P/S转换以及GI期间波形附加电路113中被附加保护间隔数据,并且被转换成串行时间序列数据,并输出为作为复数的PA控制用复数数字基带信号。PA控制用复数数字基带信号在数字滤波器121中被提取所需要的频带并被输出。为了PA控制电路114追随所有的子载波而向PAxa0111供应电源电压以及PA控制信号,需要具有从最低子载波频率以下到最高子载波频率以上的控制频带的宽带电路。宽带化在数字处理中造成与运算量的增大相伴的电路规模的增大或消耗功率的增加,在模拟处理中产生宽带模拟电路的导入或消耗功率的增加,并且这两者均引起成本增加。另一方面,在OFDM方式中,如上所述,能够针对每个子载波或每个子载波的段设定无线调制方式以及发送功率,或者仅仅使用一部分子载波。如果能够仅对易于受放大器造成的非线性失真的影响的多值无线调制方式、被设定到在发生非线性失真中占支配地位的高功率的子载波的段、或者正在使用的子载波的频带设定上述控制频带,那么就能够减少数字处理的运算量或导入虽然是窄带但是价格便宜的模拟处理系统,并且能够抑制消耗功率以及电路成本。因此,在本第一实施方式中,通过设置数字滤波器121并且限制控制频带,能够得到上述效果。另外,通过符号映射电路101将易于受放大器造成的非线性失真的影响的多值无线调制方式、被设定到在发生非线性失真中占支配地位的高功率的子载波的段、或者正在被使用的子载波优先地分配给低频率的子载波,由此,能够降低PA控制电路114的动作速度。而且,通过固定分配到低频率的子载波,能够削减运算量并且构成低速的电路,其结果是能够抑制消耗功率或者电路成本。这也可以被认为是由于频带限制而得到的一种改善。作为数字滤波器121的输出的PA控制用数字基带信号在实数成分提取电路122中被提取其实数成分,并被输出为PA控制用实数数字基带信号。PA控制用实数数字基带信号在振幅检测电路123中被求出其振幅,并被转换为振幅信号。作为检测振幅的一种方法有求绝对值的方法。振幅信号被输入到控制信号转换电路124,被转换成电源控制信号以及PA控制信号。电源控制信号在定时调整电路125中被延迟预先确定的时间以补偿DC/DC转换器116的响应延迟,并被输入到DC/DC转换器116中。DC/DC转换器116向PAxa0111供应基于电源控制信号的电压。另一方面,PA控制信号在定时调整电路126中被延迟预先确定的时间以补偿PAxa0111的响应延迟,并被供应至PAxa0111。PAxa0111将由DC/DC转换器116供应的电压作为电源电压,基于PA控制信号设定内部偏置电流以及电压,放大并输出来自模拟滤波器110的载波带OFDM信号。振幅信号表示PAxa0111要放大的载波带OFDM信号的振幅。在OFDM信号的振幅大时,电源控制信号控制DC/DC转换器116使其向PAxa0111供应高电压。其结果是,即使在峰值功率时,也能够抑制非线性失真的发生。另外,由PA控制信号控制PAxa0111的内部偏置电流或者电压使得能够抑制非线性失真的发生。具体地说,在放大元件是双极型晶体管的情况下控制基极电流控制来控制集电极电流,在放大元件是场效应晶体管的情况下控制栅极电压来控制漏极电流。作为控制方法的一种有如下方法:在希望抑制非线性失真时,增加无信号输入时的集电极电流或者漏极电流。另一方面,在OFDM信号的振幅小时,从DC/DC转换器116向PA111供应的电压越低则用电效率越高,另外,流入PAxa0111内部的晶体管等的电流被设定得越小则用电效率越高。由此,控制电源控制信号或者PA控制信号,以满足上述条件。上述,由控制信号转换电路124进行的以振幅信号为基础的电源控制信号或者PA控制信号的生成基于预先设定的转换表、函数式,或者这两者来进行。另外,转换表的利用中还并用表值的内插或者外插运算。DC/DC转换器116的输出电压控制和PAxa0111的偏置控制分别存在延迟。另外,优选以如下的方式进行迟滞控制:在被放大的信号从小振幅向大振幅转变之前开始非线性失真抑制控制,相反,在从大振幅向小振幅的转变之后结束非线性失真抑制控制。因此,控制信号转换电路124和定时调整电路125、126相互协调进行迟滞控制。作为具体例子,控制信号转换电路124分担进行非线性失真抑制的期间的延长处理,定时调整电路125以及126吸收延迟特性差异,由此实现与所述信号振幅的转变方向对应的迟滞控制。此外,在基于DFT(Discretexa0Fourierxa0Transform,离散傅里叶变换)-Spread(扩展)OFDM的SC-FDMA(Singlexa0Carrier-Frequencyxa0Divisionxa0Multiplexa0Access,单载波频分多址)方式中,如图2所述,虽然在S/P转换器102与IFFTxa0103以及IFFTxa0112之间插入了“离散傅里叶变换-子载波映射电路”、即离散傅里叶变换器(DFT)130和子载波映射电路131,但是在该情况下也具有与上述相同的效果。根据上述的第一实施方式,基于OFDM符号信号,IFFTxa0103、P/S转换以及GI附加电路104、定时调整电路106、D/A转换器107、变频器108、本地振荡器109、模拟滤波器110生成OFDM调制波信号,PA控制电路114、电源115、DC/DC转换器116生成具有预定的电压的功率和PA控制信号。由此,在各个信号生成时只要进行适当的有效位数的运算,就可以降低运算电路的规模或者运算处理量。其结果是能够实现运算的高速化以及消耗功率的减少。另外,由于包括数字滤波器121对控制信号(电源控制信号或者PA控制信号)的控制频带进行限制,因此能够抑制消耗功率或电路成本。另外,通过符号映射电路101将易于受放大器造成的非线性失真的影响的多值无线调制方式、被设定到在发生非线性失真中占支配地位的高功率的子载波的段、或者正在被使用的子载波优先地分配给低频率的子载波,能够降低PA控制电路114的动作速度。而且,通过固定分配到低频率的子载波,能够减少运算量并且构成低速的电路,其结果是能够抑制消耗功率或者电路成本。而且,使PA控制电路114的输入为数字信号,因此能够使其难以受到周围的噪声或者干扰的影响。<第二实施方式>接着,说明本发明的第二实施方式。在本第二实施方式中,基本的构成与第一实施方式是相同的,但是在PA控制用信号的生成方面做出了进一步的设计。图3是示出本第二实施方式涉及的OFDM调制波发送装置的框图。此外,针对与图1对应的部分标注了相同的标号并省略说明。在本第二实施方式中,取代图1的OFDM调制波发送装置100的IFFTxa0112、PA控制电路114而包括IFFTxa0212、PA控制电路(控制电路)214。另外,数字滤波器121也被省略了。S/P转换器102输入OFDM的每个子载波的复数符号,向IFFTxa0103以及212输出并行转换输出。IFFTxa0212输入并行转换输出,通过内置的选择电路(未图示)选择其中一部分,对其进行快速傅里叶逆变换并输出PA控制用复数时间波形数据。P/S转换以及GI附加电路113输入来自IFFT212的快速傅里叶逆变换输出,输出作为复数的PA控制用复数数字基带信号。实数成分提取电路122输入作为P/S转换以及GI附加电路113的输出的PA控制用复数数字基带信号,输出作为其实数成分的PA控制用实数数字基带信号。接着,说明图3所示的OFDM调制波发送装置200的动作中与第一实施方式的OFDM调制波发送装置100不同的动作。S/P转换器102的并行转换输出如数学式(1)所示。在数学式(1)中,n表示各个子载波。在IFFTxa0212中仅针对这些子载波中、在PA控制中所需要的子载波的复数符号进行运算,除此以外的子载波的复数符号被当做0处理。以下,作为例子示出了从第m_s个到第m_e个(0≤m_se≤N-1)子载波的符号信息被选择的情况。IFFTxa0212的输入c_m(m=0、...、N-1)用下式(7)、(8)表示。[数学式7]c_m=a_m+jb_m(m=m_s,m_s+1,..,m_e-1,m_e)...............(7)[数学式8]c_m=0(m=0,..,m_s-1,m_e+1,..,N-1)xa0xa0xa0xa0...............(8)IFFTxa0212进行快速傅里叶逆变换,输出如下式(9)所示的作为并行数据的PA控制用复数时间波形数据w{k/(Nf₀)},(k=0、1、2、...、N-1)。[数学式9] w ( k Nf 0 ) = Σ n = 0 N - 1 c n ( e j 2 π N ) nk = Σ n = m s m s d n ( e j 2 π N ) nk · · · · · · ( 9 ) ]]>(k=0,1,2,...,N-1)将上述数式(9)与数式(6)进行比较,从加法运算范围的差异明显地可知运算量减少了。另外,数学式(7)、数学式(8)所示的子载波的复数符号的选择限制了需要运算的子载波,并且对快速傅里叶逆变换输出的PA控制用复数时间波形数据w{k/(Nf₀)}进行了频带限制。由此,具有与图1中的数字滤波器121相同的效果。并且,在本第二实施方式中,能够针对每个子载波设定滤波器,因此能够更加灵活地获得适合OFDM信号的用途的滤波效果。此外,在上述例子中,虽然示出了选择了频率连续的(相邻的)子载波的情况,但是也可以选择不连续的子载波。另外,当将0代入到IFFTxa0212的输入c_m时,不仅仅是将0作为运算数据代入并进行计算,在IFFT的运算(通常,已知有蝴蝶运算等)中,通过对发生0的乘法运算的计算路径进行旁路(bypassing)处理,能够抑制运算量或者由该运算量引起的耗电。另外,在使用的子载波被固定在一部分的频率上的情况下,通过在电路上省去与不使用的子载波对应的运算器,能够减小电路规模。子载波的复数符号的选择不仅可以在IFFTxa0212内设置选择电路来进行,也可以在S/P转换器102内的向IFFTxa0212的输出电路中进行。而且,PA的控制的目的是补偿载波带OFDM信号的非线性失真,用于补偿的基带信号可以如数学式(10)、(11)所示那样将子载波的频率偏移(shift)到最低频率来生成。[数学式10]c_n=a_m+jb_m(n=m-m_s,m=m_s,m_s+1,..,m_e-1,m_e).........(10)[数学式11]c_n=0(n=m_e-m_s+1,...,N-1)xa0xa0xa0xa0...............(11)其结果是,能够进一步降低控制频带,有利于数字处理的运算量的减少或低速模拟处理系统的导入。根据上述的第二实施方式,PA控制电路214选择输入OFDM符号信号的一部分并生成控制信号,因此即使没有BPF121也能限制控制频带。其结果是,能够抑制运算量或模拟电路成本,而且,能够抑制电路规模或消耗功率。另外,根据本第二实施方式,能够通过使子载波的频率偏移到最低频率来生成用于补偿的基带信号。其结果是,能够进一步降低控制频带,能够实现数字处理的运算量的减少或低速的模拟处理系统的导入。<第三实施方式>接着,说明本发明的第三实施方式。在本第三实施方式中,基本的构成与第一实施方式相同,但是在PA控制用信号的生成方面做出了不同的设计。图4是示出本第三实施方式涉及的OFDM调制波发送装置的框图。此外,针对与图1对应的部分标注相同的标号并省略说明。在本第三实施方式中,取代图1的OFDM调制波发送装置100的P/S转换以及GI附加电路113、PA控制电路114而包括P/S转换以及GI附加电路313、PA控制电路(控制电路)314。另外,IFFTxa0112也被省略了。IFFTxa0103将作为快速傅里叶逆变换输出的复数时间波形数据输出到P/S转换以及GI附加电路104、313。P/S转换以及GI附加电路313输入来自IFFTxa0103的复数时间波形数据,并向数字滤波器121输出作为复数的PA控制用复数数字基带信号。接着,说明图4所示的OFDM调制波发送装置300的动作中与第一以及第二实施方式不同的动作。在本第三实施方式中,将作为IFFTxa0103的快速傅里叶逆变换输出的复数时间波形数据直接输入到P/S转换以及GI附加电路313,而省略IFFT112,由此,能够减小电路规模、运算量、以及由其引起的消耗功率。另一方面,没有了IFFTxa0112具有的有效位数的削减、或者第二实施方式的IFFTxa0212所具有的子载波选择的效果。为了弥补以上效果,P/S转换以及GI附加电路313从来自IFFTxa0103的复数时间波形数据中仅选择并读取满足PA控制所需要的有效位数的高位比特的数据,并进行处理,生成同样地削减了有效比特数的PA控制用复数数字基带信号。其结果是,与输入并处理复数时间波形数据的全部信息的情况相比,能够减小电路规模、运算量、以及由其引起的消耗功率。根据上述的第三实施方式,PA控制电路314从IFFTxa0103输入复数时间波形数据,生成对DC/DC转换器116或PAxa0111的控制信号,因此能够省略从复数符号求得PA控制用复数时间波形数据的傅里叶逆变换运算。其结果是,能够抑制电路规模、运算量,并进一步抑制消耗功率。<第四实施方式>接着,说明本发明的第四实施方式。在本第四实施方式中,其基本的构成与第一实施方式是相同的,但是在PA控制用信号的生成方面做出了进一步不同的设计。图5是示出本第四实施方式涉及的OFDM调制波发送装置的框图。此外,针对与图1对应的部分标注相同的标号并省略说明。在本第四实施方式中,取代图1的OFDM调制波发送装置100的PA控制电路114、控制信号转换电路124而包括PA控制电路(控制电路)414、控制信号转换电路424。另外,如以下说明的那样,作为选项,可以取代符号映射电路101而包括符号映射电路401,取代IFFTxa0112而包括IFFTxa0412。接着,说明图5所示的OFDM调制波发送装置400的动作之中与第一~第三实施方式不同的动作。OFDM信号的子载波有时仅被使用一部分频率,特别是在高的子载波频率的使用频度低的情况下,与图1的PA控制电路114的成本、消耗功率及其效果进行比较时等,若使PA控制电路114追随的频带比全部的子载波频带窄,则因为由于能够利用低速电路而带来的低成本化、或者由于低速动作而带来的消耗功率的减少,有时是有利的。在本第四实施方式中,在如上的条件下,控制信号转换电路424识别PAxa0111要放大的载波带OFDM信号是否在PA控制电路414能够追随的频带内,如果判断为在不能追随的频带外的情况下,停止使OFDM信号振幅追随DC/DC转换器116的输出电压,输出PAxa0111的非线性失真最低的电源控制信号和PA控制信号。在上述控制信号转换电路424进行频带识别时,可以从OFDM调制波发送装置400的外部向控制信号转换电路424输入频带信息(Bandwidth)。另外,符号映射电路401或者IFFTxa0412识别被使用的子载波频带,因此也可以由符号映射电路401或者IFFTxa0412向控制信号转换电路424输入频带信息。根据上述的第四实施方式,频带信息被输入到PA控制电路414中。因此,控制信号转换电路424在识别出生成了超过PA控制电路414、PA111、以及DC/DC转换器116的控制频带的宽带的OFDM调制波信号时,可以与通过运算所获得的控制信号无关地向PAxa0111供应具有预先确定的电压的功率和PA控制信号。其结果是,在宽带的OFDM调制波信号被生成的频度低的情况下,能够实现低成本化或者消耗功率的减少。以下,总结一下上述的从第一实施方式到第四实施方式的效果。根据上述的第一实施方式,基于OFDM符号信号,IFFTxa0103、P/S转换以及GI附加电路104、定时调整电路106、D/A转换器107、变频器108、本地振荡器109、以及模拟滤波器110生成OFDM调制波信号,PA控制电路114、电源115、以及DC/DC转换器116生成具有预定电压的功率和PA控制信号。由此,在各个信号生成中只要进行适当的有效位数的运算即可,能够降低运算电路的规模或者运算处理量,其结果是,能够实现运算的高速化或者消耗功率的减少。另外,包括数字滤波器121来限制控制信号(电源控制信号、PA控制信号)的控制频带,因此能够抑制消耗功率或者电路成本。另外,通过符号映射电路101将易于受放大器造成的非线性失真的影响的多值无线调制方式、被设定到在发生非线性失真中占支配地位的高功率的子载波的段、或者正在被使用的子载波优先地分配给低频率的子载波,能够降低PA控制电路114的动作速度。而且,通过固定分配到低频率的子载波,能够削减运算量并且构成低速的电路,其结果是,能够抑制消耗功率或者电路成本。而且,PA控制电路114的输入为数字信号,因此能够使其难以受到周围的噪声或者干扰的影响。另外,根据上述的第二实施方式,PA控制电路214选择输入OFDM符号信号的一部分并生成控制信号,因此即使没有BPF121也能够限制控制频带。其结果,是能够抑制运算量或模拟电路成本,而且,能够抑制电路规模或消耗功率。另外,根据第二实施方式,能够通过将子载波的频率转移到最低频率来生成用于补偿的基带信号。其结果是,能够进一步降低控制频带,能够实现数字处理的运算量的减少和低速的模拟处理系统的导入。而且,根据上述的第三实施方式,PA控制电路314从IFFTxa0103输入复数时间波形数据,生成对DC/DC转换器116和PAxa0111的控制信号,因此能够省略从复数符号求得PA控制用复数时间波形数据的傅里叶逆变换运算。其结果是,能够抑制电路规模、运算量,并能够进一步抑制消耗功率。另外,根据上述的第四实施方式,通过对PA控制电路414输入频带信息,从而,在识别出生成了超过PA控制电路414、PAxa0111、以及DC/DC转换器116的控制频带的宽带的OFDM调制波信号时,可以与通过运算所获得的控制信号无关地向PAxa0111供应具有预先确定的电压的功率和PA控制信号。其结果是,在宽带的OFDM调制波信号被生成的频度低的情况下,能够实现低成本化或者消耗功率的减少。本申请主张基于2010年1月12日在日本提出申请的特愿2010-4135号的优先权,其内容引用与此。产业上的可用性本发明能够应用于使用了OFDM方式的广播无线通信装置、移动无线通信装置、用户无线通信装置、无线局域网装置。符号说明100、200、300、400xa0xa0OFDM调制波发送装置101、401xa0xa0符号映射电路102xa0xa0S/P(串行/并行)转换器103、112、212、412xa0xa0IFFT(快速傅里叶逆变换器)104、113、313xa0xa0P/S(并行/串行)转换以及GI(保护间隔)附加电路106、125、126xa0xa0定时调整电路107xa0xa0D/A(数字/模拟)转换器108xa0xa0变频器109xa0xa0本地振荡器110xa0xa0模拟滤波器111xa0xa0PA(功率放大器)114、214、314、414xa0xa0PA控制电路(控制电路)115xa0xa0电源(PS)116xa0xa0DC/DC转换器121xa0xa0数字滤波器122xa0xa0实数成分提取电路123xa0xa0振幅检测电路124xa0xa0控制信号转换电路130xa0xa0离散傅里叶变换器(DFT)131xa0xa0子载波映射电路